2SC1815で学ぶトランジスタの基本｜スイッチ・増幅・発振を1個の石で【IC実験室 #5】

はじめに

部品箱の引き出しに、何気なく転がっている小さな黒い部品。今回はその中から、これしかないという1本を取り出します。

2SC1815 ——日本の電子工作で、おそらくもっとも多く挿されてきたNPNトランジスタです。ラジオの製作記事にも、アンプの作例にも、学校の実習にも、当たり前のように登場してきました。オリジナルの東芝製はすでに生産を終えていますが、セカンドソース品が今も普通に流通していて、秋月電子で20個100円で買えます。

つまり、1個あたり5円。 この5円の石1本で、電子回路の三大動作であるスイッチ・増幅・発振を全部やります。

📝 この記事でやること

• 2SC1815のデータシートを読み解く（ピン配置・絶対最大定格・hFEランク・セカンドソース間の差）
• 実験1：スイッチとして使う（LED駆動・ベース抵抗の設計・飽和とは何か・オシロで見るON/OFFの非対称）
• 実験2：hFEを実測して、Yランクの規格値に入るか確かめる
• 実験3：2石で非安定マルチバイブレータ（トランジスタだけのLチカ）
• 実験4：エミッタ接地増幅回路を組んで、利得とクリッピングをオシロで見る
• 2N3904・BC547などの海外定番との比較と、使い分け

🔎 2SC1815とは — 日本の電子工作の共通言語

東芝の定番から、セカンドソースの時代へ

2SC1815は、もともと東芝が製造していた小信号NPNトランジスタです。オーディオ回路のドライバ段から、汎用スイッチング、発振回路まで、用途を選ばず使える性格の良さで、日本の作例記事における事実上の標準部品になりました。相補（コンプリメンタリ）のPNP品が 2SA1015 で、この2つはセットで語られます。

その東芝版は、現在は生産を終了しています。いま秋月電子などで買える2SC1815は、他社が同じ型名・同じ規格で作っている「セカンドソース品」 です。

秋月電子で買える2SC1815は4種類ある

「2SC1815ください」と言っても、実は選択肢が4つあります。違うのは主に hFE ランク（電流増幅率の選別区分）で、値段はどれも同じです。

この記事で使うのは、いちばん標準的な 2SC1815L-Y-T92（通販コード106475） です。

いずれも1000個入りの袋（¥3,000前後）も選べます。価格・在庫・仕様表記は2026年8月時点のもので、変動します。

型番の読み方：2SC1815L-Y-T92

商品名に並ぶ長い型番。一見おまじないですが、区切って読むと全部意味があります。

  2SC1815 L -Y -T92 -B
     |    |  |   |   |
     |    |  |   |   +---- -B      : 梱包形態（-B=テープ箱詰め / -K=バルク）
     |    |  |   +-------- -T92    : パッケージ（TO-92）
     |    |  +------------ -Y      : hFEランク（O / Y / GR / BL）
     |    +--------------- L       : UTCの表記（L / G）
     +-------------------- 2SC1815 : 型名（JEITA登録番号）

前半「2SC1815」——日本の型名規約

ここまでが世界共通で通じる「型名」 です。だから東芝製でもUTC製でもJCET製でも、頭は同じ「2SC1815」になります。

後半「L-Y-T92」——メーカーごとの識別子

秋月電子の商品名は 2SC1815L-Y-T92 までで、梱包サフィックスは付いていません。

そもそもNPNトランジスタとは：小さな電流で大きな電流を操る

トランジスタを触ったことがない方のために、ここで基本動作を押さえます。

NPNトランジスタは、N形・P形・N形の半導体を3層に重ねた構造をしています。3本の足はそれぞれ次の役割です。

動作の核心は、次の1行です。

ベースに流した電流の h_{FE} 倍の電流が、コレクタからエミッタへ流れる。 h_{FE} （直流電流増幅率）は2SC1815のYランクなら120〜240なので、ベースに0.01mA流せば、コレクタには1.2〜2.4mA流れる計算です。「小さな電流で大きな電流を操る」——これがトランジスタが増幅素子と呼ばれる理由です。

ただし、この式が成り立つのは特定の条件下だけです。トランジスタには3つの動作領域があります。

同じ部品なのに、どの領域で使うかで設計の考え方がまるごと変わります。 この記事の実験1と実験4が別物に見えるのは、使っている領域が違うからです。

ピン配置：ここを間違えると動きません

まずは全体像から。3本の足がそれぞれ何にあたるのかを、実物の形と回路記号を並べて見てみます。

TO-92パッケージの3本足は、平らな面（型番が印字されている側）を手前にして、左から E・C・B です。

    < 平らな面（型番が印字されている側）を手前にして見た図 >

              +-------------+
              |   2SC1815   |   <- 印字のある平らな面
              |     -Y      |
              +--+---+---+--+
                 |   |   |
                 1   2   3
                 E   C   B
                 |   |   |
                 |   |   +--- B : ベース（制御信号を入れる）
                 |   +------- C : コレクタ（電源側・負荷をつなぐ）
                 +----------- E : エミッタ（GND側・電流の出口）

丸い面（背面）から見ると左右が反転して B・C・E になります。ブレッドボードに挿すときは必ず平らな面の向きで確認してください。なお、本体に印字されている1〜2文字（この石なら「Y」）がhFEランクです。

主要スペック（UTC 2SC1815L データシート）

ここからはデータシートに書いてある確定値です。実験で使う数字なので、ざっと目を通しておいてください。

絶対最大定格（TA = 25℃）

電気的特性（TA = 25℃）

この表から読み取っておきたいのは、次の3点です。

hFEとは何か：ばらつくからこそ、ランクがある

スペック表で何度も出てきた hFE を、ここできちんと押さえます。この記事の実験1・実験2・実験4は、すべてこの数字が主役です。

hFE（直流電流増幅率）は、コレクタ電流とベース電流の比です。

つまり、ベースに流し込んだ電流の何倍がコレクタに流れるかという倍率です。Yランク（hFE = 120〜240）の石なら、ベースに 0.01mA を流すとコレクタには 1.2〜2.4mA が流れます。

問題は、この数字が個体ごとに大きくばらつくことです。

2SC1815のデータシートの規格は V_{CE}=6\text{V},\ I_C=2\text{mA} で hFE = 70〜700。上限と下限で 10倍の開きがあります。同じ型番・同じ製造ラインでも、これだけ差が出るのが半導体プロセスの現実です。

そこでメーカーは、製造後に1個ずつ実測して、hFEの範囲ごとに選別してから出荷します。 これがランク分けです。「ばらつきを無くす」のではなく、「ばらついた結果を仕分けして売る」——ここが面白いところです。

hFEランク：印字の1〜2文字で性格が変わる

2SC1815は製造後の実測hFEで選別されていて、ランク記号が本体に印字されます。

範囲が隣同士で重なっている（Yの上限240とGRの下限200）のは、選別の境界がオーバーラップしているためです。

どのランクを買うかは前述の用途別ガイドのとおりですが、ひとつ補足しておくと、hFEが大きいほど回路が安定するわけではありません。 実験4のバイアス設計で、その理由がはっきりします。

同じ「2SC1815」でも、メーカーが違えば規格表も違う

ここが今回いちばん強調したい部分です。セカンドソースは「同じ型名の互換品」ですが、規格表まで同一ではありません。

コレクタ損失が400mWと625mWで1.5倍以上違います。 ピン配置や電圧・電流の定格は揃っているので差し替えて動きますが、発熱ギリギリまで攻めた設計をしていると、メーカーを変えた瞬間に定格オーバーになります。

f_T（トランジション周波数）も、東芝とJCETは I_C=1\text{mA} 、UTCは I_C=50\text{mA} での規定です。同じ「80MHz以上」でも測っている条件が違うので、高周波で使うなら手元の石のメーカーのデータシートを見る必要があります。

🔌 実験1：スイッチとして使う（LEDを駆動する）

最初はいちばん出番の多い使い方、スイッチです。

なぜトランジスタを挟むのか

「LEDくらいマイコンのピンから直接光らせればいい」と思うかもしれません。実際それで動きます。ただし、

• Arduino UNO のI/Oピンは1本あたり20mA（絶対最大40mA） が上限
• 複数本を同時に点灯させるとチップ全体の電流上限に引っかかる
• リレー、モーター、ブザー、大電流のLEDテープは、そもそも直接駆動できない

「小さな制御信号で、大きな負荷をON/OFFする」——ここでトランジスタが必要になります。2SC1815ならコレクタ電流150mAまで扱えるので、I/Oピン直結の7倍以上の負荷を動かせます。

回路と部品

設計①：コレクタ電流を決める

まず流したい電流から決めます。LEDを20mA弱で光らせるとして、コレクタ側のループの電圧を配分します。

ここで使った V_{CE(sat)} = 0.1\text{V} はデータシートのTYP値です。19.3mAは 定格150mAに対して13% なので、余裕たっぷりです。

損失も確認しておきます。

コレクタ損失の定格625mWに対して0.3%。飽和させて使うと発熱がほとんど無い——これがスイッチとしてトランジスタが優秀な理由です。

設計②：ベース抵抗を決める（強制hFEという考え方）

ここが最重要ポイントです。

hFEがYランクで120〜240なら、19.3mAを流すのに必要なベース電流は 19.3 / 120 = 0.16\ \text{mA} ——のはずです。が、スイッチではこの計算をしてはいけません。

理由は3つあります。

1. hFEは個体でばらつく（Yランクでも120〜240、つまり2倍の幅がある）
2. hFEは電流と温度で変わる（データシートでも I_C=2\text{mA} と I_C=150\text{mA} で最小値が70と25に変わる）
3. ぴったりの電流だと活性領域の端で動くことになり、 V_{CE} が下がりきらない（＝発熱してLEDも暗い）

そこで、わざと必要量より大幅に多いベース電流を流し込んで、確実に飽和させます。 このとき実質的に使っている電流比を 強制hFE（forced hFE） と呼び、10〜20あたりに置くのが定石です。

データシートの V_{CE(sat)} が I_C=100\text{mA},\ I_B=10\text{mA} 、つまり強制hFE = 10 の条件で規定されているのは、まさに 「飽和電圧を保証するにはこれだけ突っ込め」 という意味です。

ここで、ベースを何Vで叩くのかをはっきりさせます。

今回の駆動源は Arduino の GPIO で、出力は 3.3V / 0V です。5V ではありません。ベース抵抗にかかるのは、そこから V_BE を引いた電圧です。

5V駆動なら 4.1V ですから、同じ抵抗値でもベース電流は6割弱まで減ります。 ベース抵抗は、駆動電圧とセットでしか決まりません。「作例に3.3kΩと書いてあったから3.3kΩ」では、駆動源を変えた瞬間に意味が変わります。

強制hFEを10〜20に収めるなら、必要な抵抗値はこうなります。

この記事では、E24系列から 3.3kΩ を選びます。3.3V駆動でのベース電流と強制hFEは、

表の目安（10〜20）より浅い側です。それでも3.3kΩでよい理由が3つあります。

1. V_BE(sat) を0.9Vと重めに置いている。 実際のベース電圧はもっと低く、そのぶんベース電流は計算値より増えます（この差は後の実測ではっきり出ます）
2. 強制hFE 26 は、この電流域では十分に深い。 データシートが強制hFE=10を要求しているのは I_C=100mA という厳しい側の条件です。20mA弱の領域では実力hFEが150〜200あるので、26は実力値の1/6以下——飽和のために必要な量を大きく上回っています
3. 5V駆動でもそのまま使える。 3.3kΩなら5V駆動時に強制hFE ≒ 15.6、3.3V駆動で ≒ 26。どちらでも飽和するので、駆動源を差し替えても組み直さずに済みます

3つめは地味ですが実用上ありがたい性質です。ベース抵抗を攻めて小さくすると、駆動電圧が下がったときに一気に飽和から外れます。

組んで測る

実際に組むと、机の上の都合が入ってきます。今回もそうでした。

USB給電のArduinoの5Vピンは、きっちり5.00Vではありません。電源電圧は「たぶん5V」で済ませず、測ってから計算に入れる。 実機の値で設計①の式を計算し直すと、こうなります。

設計の19.3mAより2.5mAほど少なくなります。V_F と V_CE にはこのあと出てくる実測値を入れました。減ったぶんの内訳は、電源が5.00Vでなく4.60Vだったこと、R_C が147Ωであること、LEDの V_F が仮定より少し高かったこと——どれも「どの仮定が実物と違ったか」が名指しできる差です。

ではテスターで直流を測ります。設計値と実測がどれだけ一致するかが見どころです。

コレクタ電流は、R_C の両端電圧を測って割り算で出しています。実測は2.47Vだったので、

テスターを電流計モードにして直列に挟んだ場合も17mAで、こちらとも一致しました。

この表から読めること

• V_CE = 67mV。 データシートのTYP 0.1V・MAX 0.25Vを下回っています。狙いどおり深く飽和しているという何よりの証拠です。このときのコレクタ損失は 0.067 \times 0.0168 \approx 1.1\ \text{mW} で、定格625mWの0.2%。触っても熱くありません
• V_BE は0.75Vで、設計で置いた0.9Vより低め。そのぶんベース抵抗にかかる電圧が増え、ベース電流は計算の0.73mAより多い0.83mAになりました。計算では (3.3 - 0.75) / 3300 \approx 0.77\ \text{mA} なので、抵抗の許容差やGPIOの実際の出力電圧を考えれば妥当な一致です
• 実効的な強制hFEは約20。 設計時の見込み26より低い側に出て、結果として狙いの10〜20帯にちょうど収まりました。ベース電流が増え、コレクタ電流が減ったぶん、両方向から比が縮んだかたちです
• LEDの V_F は2.065V。 設計で仮定した2.0Vとほぼ同じでした。赤色LEDの「だいたい2V」という経験則は、この電流域では十分に使える近似だとわかります

測った数字を、足してみる

ここでいちばんやってほしいことがあります。測った電圧を、ループに沿って全部足すことです。

コレクタ側のループは、電源から出て「LED → R_C → トランジスタ」を通ってGNDへ戻ります。途中の電圧降下を全部足せば、電源電圧に戻るはずです。これがキルヒホッフの電圧則（KVL）です。

電源の実測は 4.60V。差は 2mV です。

4桁目でしか違いません。部品を並べて計算した紙の上の話と、机の上の現物が、2mVの精度で一致している。 電子工作でいちばん気持ちのいい瞬間はここだと思っています。

そしてこの足し算は、気持ちよさのためだけにやるのではありません。 合計が電源電圧にならなければ、どこかの測定値が間違っているという意味になります。数字が閉じたこと自体が、上の表の信頼性の裏付けです。

スイッチング波形を見る

ここからがこの実験のいちばん面白いところです。ベースを手動でON/OFFする代わりに、Arduino から約950Hzの矩形波を入れ、オシロスコープで切り替わりの瞬間を覗きます。CH1（赤・上）が駆動信号 Sig、CH2（黄・下）がコレクタ電圧です。

①全体像：入力と出力は逆さまになる

まず目に入るのが逆相です。Sig がHighのときトランジスタはON、コレクタは0V付近まで落ちる。Sig がLowのときはOFFで、コレクタは持ち上がる。入力と出力が反転するのはエミッタ接地の基本的な性質で、実験4の増幅回路でもまったく同じことが起こります。

CH1が50.71%、CH2が49.76%——足すとほぼ100%になるのも、2つが裏返しの関係にあることの裏付けです。

②コレクタのHighが5Vにならないのはなぜか

ここで「あれ？」と思ってほしいところがあります。OFFのとき、コレクタは電源電圧の4.60Vまで上がるはずなのに、波形は3.44Vで止まっています。故障でも測り間違いでもありません。

コレクタは、LEDと R_C を通して電源につながっています。OFFのときトランジスタには電流が流れないので、R_C での電圧降下はゼロ——ここまでは想定どおりです。残りはLEDです。

この約1.2Vが、LEDに残っている電圧です。定常点灯時の V_F が2.065Vだったことを思い出してください。 光っているときより1V近く低い——電流がほとんど流れていないダイオードは、順方向電圧もそのぶん低いところに落ち着くわけです。ダイオードは、ごくわずかな電流しか流れていなくても電圧を落とします。オシロのプローブの入力抵抗や素子の漏れ電流ぶんの微小な電流がLEDを通っており、そのぶんの順方向電圧が現れている——発光するには足りない、しきい値より低い領域の電圧です。

③ターンOFF：蓄積時間という待ち時間

注目してほしいのは、ONよりOFFのほうが遅いことです。深く飽和させたトランジスタはベース領域に電荷が溜まっていて、ベース電流を切ってもその電荷が抜けるまでコレクタ電流が流れ続けます。これを蓄積時間（storage time） と呼びます。

カーソルで読むと、蓄積時間は約1.3µs。1µs/divの画面で1目盛り以上、何も起きない時間があります。そこからコレクタが立ち上がりきるまでは0.15µs——つまり、「待ち時間」のほうが「実際の切り替わり」より8倍以上長いことになります。切り替わりが遅いのではなく、切り替わりが始まるまでが遅いのです。

もうひとつ、CH1が落ちた瞬間にCH2へ細いスパイクが飛び出しています。これはコレクタ・ベース間の帰還容量 C_ob（データシートのTYP 2.0pF）を通して、ベース側の電圧変化がコレクタへ直接飛び込んだものです。トランジスタが増幅素子として働く前に、コンデンサとして信号を通してしまっている。 わずか数pFでも、急峻なエッジに対しては無視できないことがわかります。

④ターンON：こちらは数十ns

同じ回路のターンON側です。まず時間軸を見てください——1µs/div から 100ns/div へ、10倍拡大しています。 そこまで拡大して、ようやく「落ちていく途中」が見える速さです。

Sig が立ち上がると、コレクタは待ち時間らしい待ち時間なしに、数十nsで飽和電圧まで落ちます。ONに蓄積時間が無いのは当然で、蓄積電荷とは「ONの間に溜め込んだものが、OFFのときに抜けきるのを待つ」現象だからです。溜める側には、待つ理由がありません。

ONとOFFは、同じ石でもこれだけ違う

同じ石・同じ回路・同じ矩形波なのに、ONとOFFで所要時間が桁で違います。 ③と④を並べて見ると、スイッチング素子の「速さ」がONとOFFで別々の数字であることが実感できるはずです。データシートのスイッチング時間が t_d／t_r／t_s／t_f と4つに分かれているのは、まさにこのためです。

発展実験： ベース抵抗を 3.3kΩ（今回・強制hFE ≒ 26）から 1kΩ（≒8、より深い飽和）と 10kΩ（≒80、浅い飽和）に変えて、蓄積時間がどう変わるか比べてみてください。深く飽和させるほどONは確実になるがOFFは遅くなる、というトレードオフが波形で見えます。

📏 実験2：hFEを実測する

パッケージに「Y」と印字されている以上、hFEは120〜240のはずです。本当にそうなのかを、手持ちの5本と、実験1で実際にLEDを叩いていた1本——合わせて6本で確かめます。

部品テスターに挿すだけで、3つの数字が出る

使ったのは FNIRSI LCR-P1 という部品テスターです。足を3本挟むだけで素子の種類とピン配置を自動判定してくれるタイプで、NPNトランジスタと判定されると hFE・I_E（エミッタ電流）・U_BE（ベース・エミッタ間電圧） の3つを並べて表示します。ソケットに挿し替えるだけなので、6本測るのに数分もかかりません。

▶ FNIRSI LCR-P1 トランジスタテスター（Amazon）

※本記事にはアフィリエイトリンク（Amazon アソシエイト）が含まれます。

6本ぶんの実測値

数字の列を目で追うより、帯とバーの位置関係のほうが速く伝わります。 Yランクの規格範囲を背景に敷いて、6本を並べたのがこちらです。

この6本から読めること

• ランクの幅は広い。実物の散らばりは狭い。 Yランクは120〜240、つまり下限の2倍まで許される幅です。ところが実際に測った6本は227〜244——幅がたった17しかありません（平均234に対して約7%、最大と最小の比で1.08倍）。同じ通販コードでまとめて買った、おそらく同じロットの石なので当然とも言えますが、「ランクの幅」と「袋の中の実際のばらつき」はまったく別の数字だということです
• しかも、全部が上端に張り付いている。 6本の平均は234で、Y上限の240まであと6です。下限の120側にはひとつも来ていません。「Yランクだから真ん中の180くらいだろう」という予想は外れます
• 数字だけ見れば、GRランクの範囲でもある。 購入ガイドで触れたとおり、Yは120〜240、GRは200〜400で、200〜240は両者の重なりです。今回の6本は227〜244——5本はぴったりこの重なりの中、残る1本（244）はYの上限を超えてGR側だけの範囲に出ています。「Y」と印字された石が、数字の上ではGRの範囲にも収まっている。ランクは排他的な区分ではなく、境界がオーバーラップして設計されているという話が、そのまま実物で見えたことになります（もっとも、この数字はテスター条件での値なので、これをもって「GR相当」と言えるわけではありません）
• U_BE は640〜650mVでそろっている。 hFEには17の幅があったのに、こちらは10mVの幅しかありません。PN接合の順方向電圧は素子ごとの個体差が小さい——だからこそ実験4のバイアス設計で「V_BE は0.65V」と決め打ちできるわけです。実際、実験4で測った動作点の V_BE は 0.635V（I_C = 0.92mA）で、テスターの値とほぼ一致しました

240を超えた1本は「規格外」なのか

4本目の244は、Yランクの上限240をわずかに超えています。では不良品なのか——そうは言えません。

データシートのランクは V_{CE}=6\text{V},\ I_C=2\text{mA} で測った値です。今回のテスターの測定条件は、それと同一ではありません。電流のほうは I_E が2.06〜2.22mAなので条件のすぐ近くに来ていますが、V_CE がいくらで測られているかは表示されません。条件が違う測定の結果を、条件付きの規格値と直接つき合わせて合否を出すことはできない、というだけの話です。

規格判定は、規格の条件を自分で作ってからでないとできない。 逆に言えば、「テスターで244が出た＝Yランクの表示が嘘」ではありません。ここは慎重にいきましょう。

テスターが流しているベース電流を、逆算してみる

ここでもうひとつ、表示された数字だけから測定条件を推理してみます。使うのは、エミッタ電流とベース電流の関係です。

つまり、表示された I_E を (hFE + 1) で割れば、テスターが流していたベース電流が出るはずです。6本ぶん計算してみます。

6本とも、9.0µA前後でぴたりとそろいました（ばらつきは1.3%）。ここから、このテスターはベース電流を約9µAに固定して流し、そこに何mA流れたかでhFEを表示している——と読めます。上の注意書きに書いた「多くは I_B 10µA前後」という一般論が、手元の6本の数字だけで裏付けられたことになります。測定器の中身を開けずに、出てきた数字から動作を推定する。 これも立派な測定です。

そしてこれが分かると、さっきの条件の話がもっと具体的になります。 ベース電流が固定なら、コレクタ電流のほうは石のhFE次第で動きます。今回たまたま I_E が2mA近傍に来たのは、

という掛け算の結果にすぎません。もしhFE 350のGRランクを同じソケットに挿せば、電流条件のほうが3mA超へ勝手にずれていきます。 「テスターの条件はデータシートと違う」というのは、こういう中身のことです。

実験1の石は、実力の10分の1以下で使われていた

最後に、6本目——実験1でLEDを叩いていた石を見てください。実力のhFEは 227 です。

いっぽう実験1で実際に成立していた比は、 16.8\ \text{mA} / 0.83\ \text{mA} \approx 20 （強制hFE）でした。227の実力に対して、20しか使っていない。 必要なベース電流は本来 16.8 / 227 \approx 0.074\ \text{mA} で足りるところに、その11倍の0.83mAを流し込んでいた計算になります。

無駄に見えますか。これがスイッチング設計そのものです。 実験1で「hFEを設計に使ってはいけない」と書いた理由が、ここで数字になりました。仮にこの袋の中でいちばんhFEが低い石を引いても、いちばん高い石を引いても、227も244も20の10倍以上あるので、どちらも確実に飽和します。 ばらつきを気にしなくてよくなるまで余分に流す——それが「hFEに依存しない設計」の中身です。

発展： 上の回路で R_C を変えて I_C を 0.1mA / 2mA / 20mA と振ると、hFEが電流で変化するようすを自分でグラフにできます。2SC1815の売り文句である「hFEの電流依存性が優れている」（東芝データシートでは h_{FE}(I_C=0.1\text{mA}) / h_{FE}(I_C=2\text{mA}) = 0.95 TYPと規定）が、実物で確かめられます。

💡 実験3：2石で非安定マルチバイブレータ

最後は、トランジスタ2個だけで作る自励発振回路です。ICもマイコンも使わずにLEDが交互に点滅します。

そもそもマルチバイブレータとは

回路を組む前に、名前の意味を押さえておきます。

マルチバイブレータ（multivibrator）は、2つの状態を行き来するスイッチング回路の総称です。信号を連続的に扱う増幅回路とは違い、トランジスタを完全にONかOFFのどちらかで使います。 実験1でやった飽和と遮断の世界が、そのまま出てくると思ってください。

必要なのはトランジスタ2石と、抵抗とコンデンサだけ。それだけで「発振」「タイマー」「記憶」という、デジタル回路の基本機能の原型がひととおり作れます。 何が作れるかを決めているのは、部品の種類ではなく「安定状態がいくつあるか」です。

「非安定」とは「どこにも落ち着けない」ということ

ここで言う「安定」とは、外から何もしなくてもその状態のままでいられる、という意味です。

だから安定状態が0個の回路は、どちらの状態にも落ち着けません。 片方がONになった次の瞬間には、もう反転する準備が始まっている——落ち着き先が無いから、永遠に往復し続ける。 これが発振の正体です。

「不安定＝出来が悪い」ではありません。 留まれないという性質を、そのまま時間を刻む道具として使っているのがこの回路です。

何に使われてきた回路なのか

• 点滅・フラッシャー回路：2つのLEDを交互に光らせる、まさに今回の形。表示灯や点滅回路の古典的な構成です
• クロック源：一定の周期でHIGH/LOWを繰り返す、いちばん簡単な発振回路。周期は抵抗とコンデンサで決まります
• デジタル回路への系譜：単安定はタイマーへ、双安定はフリップフロップ——レジスタやメモリへとつながります

同じことをしたいだけなら、いまはマイコンのタイマーか555タイマーIC（#4）を使うほうが速いし、精度も出ます。それでもこの回路を手で組む価値は、発振がなぜ起きるのかを素子1個ずつのレベルで追えることにあります。ICの中に隠れている仕組みを、外に並べて見るわけです。

回路

左右対称に見えますが、Q1のコレクタはQ2のベースへ、Q2のコレクタはQ1のベースへと、コンデンサがたすき掛けになっているところだけが唯一のひねりです。電解コンデンサの向き（+側をコレクタ側）だけ間違えないようにしてください。

動作と周期

片方のトランジスタがONのとき、そのコレクタ電圧が下がり、コンデンサを介して相手のベースを引き下げてOFFにします。OFF側のベースはR_Bを通じて充電されていき、約0.6Vに達したところで反転——これを永久に繰り返します。「相手を蹴落とし合う」構造が発振の正体です。

片側がONでいる時間は、次の式で見積もれます。

周期はその2倍の約1.39秒、周波数にして約0.72Hzです。目でしっかり追える速さになります。

動かしてみる

まずは動いているところから。1秒に1往復くらいのゆっくりした点滅なので、目で追えます。

マイコンもICも入っていません。トランジスタ2個と抵抗4本とコンデンサ2個が、勝手に時間を刻んでいます。

波形で確かめる

両方のコレクタにプローブを当てて、同時に見てみます。

波形から読めることが3つあります。

① 2つのコレクタは完全に逆相。 デューティ比は 50.30% と 49.31%。足すとほぼ100%で、片方がONの間だけもう片方がOFFという、たすき掛けの関係がそのまま数字に出ています。左右対称に組んだ回路が、対称なまま動いている証拠です。

② コレクタのHighは5.0Vではなく、3.5〜3.6Vで浮いている。 ——実験1の②で見たのと同じ現象です。負荷にLEDが入っているので、OFF側のコレクタは電源電圧まで上がりきらず、LEDのしきい値以下の順方向電圧ぶんだけ手前で止まります。同じ石・別の回路で、同じ理屈がもう一度出てきました。 そしてこの「浮き」は、このあと周期の話にまで効いてきます。

③ 立ち下がりは鋭く、立ち上がりは丸い。 落ちる側はトランジスタが自分でONになって一気に引き下げるので垂直に近い。いっぽう上がる側は、コレクタ抵抗を通してコンデンサを充電する指数カーブなので、角が丸くなります。同じ1本の波形の中で、能動素子が作ったエッジとRC回路が作ったエッジが並んで見えているわけです。

設計0.72Hz、実測0.987Hz——差はどこから来たのか

設計値より4割ほど速く発振しました。ずれの理由は、たどると2つに分かれます。

理由① 設計式が置いている前提

0.693 \times R_B \times C という式は、「ベースが -V_{CC} まで引き下げられ、そこから +V_{CC} に向かって充電され、0Vに達したところで反転する」という理想形から出ています。一般形で書くとこうです。

ところが実機では、出発点が -5\text{V} ではありません。 次の節の波形で見るとおり、ベースが叩き落とされる先は −3.04V です。理由は②で見たLEDの浮き——相手のコレクタが5.0Vまで上がっていないので、落差もそのぶん小さくなります。到達点も0Vではなく、実際にトランジスタがONになる0.65V付近です。この2つを入れ直すと、

0.69秒が0.61秒になりました。「LEDのぶんコレクタが浮く」という実験1で見た現象が、ここでは発振周波数として現れているわけです。

理由② 電解コンデンサの容量公差

残りの 0.61秒 → 0.51秒 の差は、時定数そのものが小さいと考えれば説明がつきます。逆算すると R_B C \approx 0.83\ \text{s} 、つまり10µFのつもりで挿したコンデンサが実質8µF台だった、という計算です。電解コンデンサの容量公差は±20%程度が普通なので、十分ありうる範囲に収まります。

ベースはどこまで負に振られるか

最後にもう1枚、ベースにプローブを当てた波形を見ます。この回路でいちばん危ないところが、ここに写っています。

1周期のあいだにベースが辿る道のりは、こうです。

1. 相手のトランジスタがONになった瞬間、コンデンサ経由でベースが −3.04V まで引き下げられる（自分は確実にOFF）
2. そこから R_B を通じて電源へ向かって指数カーブで充電されていく——この時間が発振周期を決めている
3. 0.65V付近まで戻ったところで自分がONになり、今度は相手を蹴落とす
4. ON中のベースは0.72Vでクランプされる（ベース・エミッタ間が順方向に導通しているため、それ以上は上がらない）

ゆっくり上がる坂と、垂直に落ちる崖。 この非対称な鋸歯状の波形が、そのまま「相手を蹴落とし合う」動作を描いています。

そして、この波形が示している数字がもう1つあります。マイナス3.04Vです。

📈 実験4：エミッタ接地増幅回路

最後に、活性領域の使い方をやります。ここまでの3つはトランジスタをONかOFFで使ってきましたが、今度はその途中の状態に留めて信号を扱います。 トランジスタ本来の仕事である「増幅」です。

何をする回路か

小さな交流信号（10mVpp程度の正弦波）を入れて、100倍以上に増幅して出す回路を作ります。エミッタをGND側に置くのでエミッタ接地（common emitter） と呼ばれ、増幅回路のもっとも基本的な形です。

特徴は2つ。利得が大きいことと、出力が入力に対して反転する（位相が180°ずれる）ことです。この反転は実験1の波形①でも見たとおりで、オシロで一目でわかります。

回路と定数

設計①：動作点（バイアス）を決める

増幅回路では、信号が無いときのコレクタ電圧を電源の真ん中あたりに置くのが基本です。そうすれば信号が上にも下にも同じだけ振れます。

まずベース電圧を分圧で作ります。

エミッタ電圧はここから V_{BE} ぶん下がります。

エミッタ抵抗に流れる電流が、ほぼそのままコレクタ電流です。

コレクタ電圧は、

コレクタ電圧5.22Vに対して、上には 9 - 5.22 = 3.78\ \text{V} 、下には 5.22 - 0.97 - 0.2 \approx 4.05\ \text{V} の余裕があります。おおむね対称なので、最大で7.5Vppくらいまで歪まずに振れる見込みです。

設計②：利得を計算する

交流的な利得は、次の式で見積もれます。

r_e はエミッタの内部抵抗で、常温では次の近似が使えます。

したがって、

約146倍、マイナス符号は位相反転を意味します。10mVppを入れれば1.46Vppが出てくる計算です。

ここで C_E （エミッタバイパスコンデンサ）の役割がわかります。直流的にはR_Eが効いて動作点を安定させ、交流的にはC_EがR_Eを短絡して利得を稼ぐ。 一つの回路で相反する要求を両立させる、古典的だが見事な仕掛けです。

C_Eを外すと利得はこうなります。

146倍が3.8倍に落ちます。 これは後で実際に確かめます。

信号源：Arduino UNO R4 の DAC を使う

10mVppの正弦波をどう用意するか——ここがこの実験のハードルです。ファンクションジェネレータがあれば話は早いのですが、Arduino UNO R4 には12ビットのDACがA0ピンに載っているので、これで代用できます。標準ライブラリの analogWave を使うと、実質3行で正弦波が出ます。

#include "analogWave.h"

analogWave wave(DAC);   // A0 の DAC を使う

void setup() {
  wave.sine(1000);      // 1kHz の正弦波を出しっぱなしにする
}

void loop() {
}

これで A0 から約4.7Vppの1kHz正弦波が出続けます。ただし増幅回路に入れるには大きすぎるので、抵抗2本で分圧してから入れます。

  A0 (DAC) ---[ 10k ]---+---[ C8 ]--- Q4 のベースへ
                        |
                     [ 22 ]
                        |
                       GND

抵抗値の単位はΩ。10kΩ と 22Ω なので、分圧比は 22 / (10000 + 22) \approx 1/456 です。DACの実測4.72Vppを456で割ると、約10.4mVpp ——狙いどおりの大きさになります。

クリッピングを見るときは、22Ωを100Ωに差し替えます。 分圧比が約1/101になるので、入力は約47mVpp、およそ4.5倍です。

測る①：直流の動作点

信号を入れない状態で、まず直流を確認します。ここが合っていなければ、交流は測るだけ無駄です。

コレクタ電流は直接測らず、2つの別ルートから出しています。

エミッタ側から見ても、コレクタ側から見ても、同じ電流が出てきました。 差は2%以内で、これはエミッタ電流とコレクタ電流のわずかな違い（ベース電流ぶん）と測定誤差の範囲です。実験1のKVL検算と同じで、別ルートの数字が一致することが、測定が正しいことの担保になります。

設計値との差も見ておくと、V_BE を0.65Vと仮定したのに対し実測は0.635V、そのぶんベース電圧まわりが少しずれて動作点が上に寄りました。それでもコレクタ電流は0.97mA設計に対し0.92mAで5%以内。 hFEを一度も使わずに設計した動作点が、ちゃんと再現しています。

測る②：交流とゲイン

いよいよ増幅の本番です。

10.4mVが1.58Vになりました。 5円のトランジスタ1個で、152倍です。

設計の146倍に対して実測152倍——4%の差です。実測の動作点 I_C = 0.92\ \text{mA} で r_e を計算し直すと、

となり、こちらとは9%の差になります。 r_e = 26\text{mV} / I_E は温度で変わる近似式（分子は熱電圧で、常温で25〜26mV）なので、この程度のずれは式の精度そのものです。桁でも係数でもなく、1割の話に収まっているなら十分に「合っている」と言えます。

波形で確認しておきたいのはもう1つ、位相です。 CH1が上に振れているとき、CH2は下に振れています。ベース電圧が上がる → コレクタ電流が増える → R_C での電圧降下が増える → コレクタ電圧は下がる。実験1のスイッチング波形で見た逆相と、まったく同じ理屈がここでも働いています。

測る③：クリッピングを見る

入力を大きくしていくと、あるところで出力の頭がつぶれます。これがクリッピングです。アッテネータの22Ωを100Ωに差し替えて、入力を約47mVppに上げました。

出力は 上側 +2.36V ／ 下側 −3.44V ——上下で振幅が違います。 素直な正弦波なら上下対称に振れるはずなので、これは歪みです。

なぜ上側から先につぶれるのか。 2つの理由が重なっています。

1. 上に振れる＝コレクタ電流が減る局面だから。 r_e = 26\text{mV} / I_E は電流が減ると大きくなり、利得 A_v = R_C / r_e は逆に小さくなります。つまり振幅が大きくなるほど、上側だけゲインが落ちて丸くなる
2. 上側のほうが余裕が少ないから。 実測の動作点は V_C = 5.41V で、設計の5.22Vより少し高い。上に使える幅は 9 - 5.41 = 3.59\ \text{V} 、下は約4.3V。狭いほうから先に頭打ちになります

上下が同じタイミングでつぶれ始めるなら、動作点は理想的です。今回は上側が先——つまり動作点がわずかに高い側に寄っている、と波形が教えてくれています。「計算した動作点が正しかったか」を波形が採点してくれる、気持ちのいい確認方法です。

測る④：C_E を外すと何が起きるか

最後に、エミッタバイパスコンデンサ C_E（C7・100µF）を1本抜くだけの実験をします。設計②で計算したとおりなら、利得は146倍から3.8倍へ——40分の1に落ちるはずです。

入力はクリッピングのときと同じ約47mVpp、出力は約0.2Vpp。利得にすると約4倍です。設計値3.8倍とよく一致しました。

そして、この波形にはもう1つ見どころがあります。さっきクリップして頭がつぶれていた同じ入力で、波形が歪まなくなっていることです。

🧭 使いどころと代替品

2SC1815が得意なこと・苦手なこと

モーターやパワーLEDを回したいなら、MOSFETやパワートランジスタを選んでください。2SC1815は「小さい信号を扱う石」 です。

海外の定番との比較

読み取れること

• 耐圧が欲しいなら2SC1815（50V）。2N3904は40Vなので、AC100V整流後のような高電圧回路には向きません
• 速さが欲しいなら2N3904（f_T 300MHz、スイッチング時間の規定あり）
• hFEを選別して買えるのは2SC1815の強み。BC547もA/B/Cのランクがありますが、日本国内では2SC1815のほうがランク指定で買いやすい
• ピン配置は3種類とも違う。 差し替えるときは必ず配線を見直すこと

入手性

秋月電子で 2SC1815L-Y-T92（通販コード106475） が20個100円。GR・BLランクも同価格帯で、1000個入りの袋も選べます。この記事の実験全部をやっても数個しか使わないので、1パック買えば当分なくなりません。

なお、東芝オリジナルと同等クラスの汎用小信号トランジスタを面実装で使いたい場合は、SOT-23パッケージの品種を探すことになります。TO-92は今やスルーホール実験のための形状です。

✅ まとめ

1個5円の部品でも、データシートを最後まで読んで回路を組むと、これだけの話が出てきます。部品の値段と、そこから学べる量は比例しません。

次回の「IC実験室」でも、引き出しの中の1種類を最初から最後まで味わい尽くします。

参考

• トランジスター 2SC1815L-Y-T92 50V150mA（秋月電子通商） — 商品ページからUTCのデータシートPDFにリンクされています
• トランジスター 2SC1815（JCET製・秋月電子通商） — JCET版データシートと、参考資料として東芝版データシートへのリンクがあります
• トランジスター 2N3904（秋月電子通商）

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